Cap. 04 Inductores de pequeño valor Generalidades q-metro Diseño de inductores



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Cap. 04 Inductores de pequeño valor

Generalidades

Q-metro

Diseño de inductores

Monoespira

Solenoidal monocapa

Toroidal monocapa

Solenoidal policapa

Diseño de inductores con núcleo de ferrita

Blindaje a inductores solenoidales monocapa

Diseño

Choques de radiofrecuencia
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Generalidades
Destacamos la terminología resistencia, inductancia y capacitancia, de las de resistor, inductor y capacitor, donde las segundas arguyen a imperfecciones dadas por la combinación de las primeras.

El circuito equivalente para un inductor en general es el de la figura siguiente, donde la resistencia R está dada prácticamente por la óhmica del alambre a continua RCC más la que se produce por efecto pelicular CA.2, despreciándose la que implica pérdidas de calor por el núcleo ferromagnético que tenga; la capacitancia C lo será por la sumatoria de las individuales entre espiras; y finalmente la inductancia L por la geometría y núcleo del bobinado.

Este conjunto determinará un inductor en el rango de frecuencias hasta 0 dado por las efectivas Lef y Ref hasta cierta frecuencia de autooscilación 0 y donde se comportará dicho bobinado como un condensador.

Las gráficas devienen del siguiente planteo


Z = ( R + sL ) // ( 1 / sC ) = Ref + s Lef

Ref = R / [ ( 1 -  )2 + ( RC)2 ] ~ R / ( 1 -  )2

Lef = [ L ( 1 -  ) - R2C ] / [ ( 1 -  )2 + ( RC)2 ] ~ L / ( 1 -  )

 = (  / 0 )2

0 = ( LC )-1/2

Q = L / R = L ( CA2 + RCC/ )

Qef = Lef / Ref = Q ( 1 -  )

Q-metro
Para medir los componentes del inductor es común el uso del Q-metro. Debe recordarse que este factor de mérito reactivo es el cociente entre las potencias reactiva y activa del dispositivo, y que para sintonías serie o paralelo su valor coincide numéricamente con la sobrecorriente o sobretensión, respectivamente, en su componente resistiva.

En la figura siguiente se muestra su implementación básica donde la amplitud de vg es siempre la misma para cualquier frecuencia, y donde también se tendrá acceso a la lectura de la frecuencia, a la capacitancia patrón CP y al factor de mérito efectivo Qef (obtenido del sobrevalor por el cociente de tensiones entre la del capacitor CP y la del generador vg).



El método de medición se sostiene en que generalmente el Qef medido a una ef cualquiera es siempre mucho mayor que la unidad: Qef >> 1, y por lo tanto en estas condiciones se cumple
VC = Igmax / ef CP = Vg / Refef CP = Vg / Qefmax
y si aplicamos Thevenin
VgTH = Vg ( R + sL ) / ( R + sL ) // ( 1/sC ) = K ( s2 + s. 2  0 + 02 )

K = Vg L C

0 = ( LC )-1/2

 = R / 2 ( L / C )1/2



que para no afectar los cálculos se deberá trabajar lejos de la zona capacitiva (o resonante), es decir con la condición
 << 0
entonces, variando  y CP llegamos a una resonancia cualquiera detectando un máximo VC donde se dan
ef1 = [ L ( C + Cp1 ) ]-1/2 = ...

Cp1 = ...

Qef1max = ...
y si repetimos la operativa para un incremento de n veces ( n > < 1 )
ef2 = n ef1 = [ L ( C + Cp2 ) ]-1/2 = ...

Cp2 = ...

Qef2max = ...
podremos entonces hallar
C = ( n2 Cp2 - Cp1) ( 1 - n2 )-1 = ...

L = [ ef12 ( C + Cp1 ) ]-1 = ...


y ahora
Lef1 = ( 1 - ef12 L C )-1 = ...

Lef2 = ( 1 - ef22 L C )-1 = ...

Ref1 = ef1 Lef1 / Qef1max = ...

Ref2 = ef2 Lef2 / Qef2max = ...


y como

R = RCC + CA2 = Ref ( 1 - 2 L C )2


finalmente
CA = [ Ref1 ( 1 - ef12 L C )2 - Ref2 ( 1 - ef22 L C )2 ] / ef12 ( 1 - n2 ) = ...

RCC = Ref1 ( 1 - ef12 L C )2 - CAef12 = ...



Diseño de inductores
Monoespira
Sean los datos
L = ...
Adoptamos un diámetro del inductor
D = ...
y del ábaco obtenemos su alambre
Ø = ( Ø/D) D = ...

Solenoidal monocapa
Sean los datos
Lef = L = ... fmax = ... fmin = ... Qefmin = ...

Adoptamos un formato del inductor


0,3 < ( l/D ) = ... < 4

D = ...


l = ( l/D ) D = ...
y del ábaco que muestra la capacitancia distribuida C obtenemos
 = 106 C / D = ...

si ahora tenemos presente lo visto con anterioridad


max < 0,2 0 = 0,2 ( LC )-1/2
estamos en condiciones de verificar la frecuencia de operación inductiva
10-3 /  L fmax2 = ... > D
y el factor reactivo solicitado
7,5 . D .  fmin1/2 = ... > Qefmin

Seguidamente de la fórmula de Wheeler expresada en el ábaco, resultan la cantidad de espiras juntas (Ø/paso ~ 1, es decir alambre esmaltado)


N = ...

y de allí el alambre


Ø = (Ø/paso) l / N ~ l / N = ...
Cabe hacer notar que este diseño ha sido realizado para max< 0,2 0, pero puede modificarse y realizarse para mayores valores de frecuencia si se deseara, con la excepción de que la fórmula del Qef ya no se cumpliría satisfactoriamente.
Toroidal monocapa
Sean los datos
L = ...

Adoptamos un formato del inductor


M = ...

D = ...
resultando para espiras juntas (Ø/paso ~ 1, es decir alambre esmaltado)


l ~  M = ...

N = 1260 . { L / [ M - ( M2 - D2 )1/2 ]-1 }1/2 = ...

Ø ~  M / N = ...
Solenoidal policapa
Sean los datos
L = ...

Adoptamos un formato del inductor


D = ... > l = ...

0,1 . l < e = ... < 5 . l


y del ábaco
U = ...

N = 225 . [ L / ( D + e ) U ]1/2 = ...

Ø ~ ( e.l / 4.N )1/2 = ...


Diseño de inductores con núcleo de ferrita
A todos los inductores con núcleo de aire al incorporárseles ferrita su Lef aumenta, pero su Qef disminuirá por las pérdidas de Foucault que aumentan.

Así, para todos los casos vistos, al ponerles un núcleo magnético el valor final deviene
LFINAL = ref . L

ref > 1


donde ref es la permeabilidad relativa efectiva (o permeabilidad toroidal, que para el aire ref = 1) que cambia con la posición del núcleo dentro de la bobina, como también lógicamente con el material implementado en su fabricación.

Dijimos que ordinariamente al ref se lo especifica en las hojas de datos como permeabilidad toroidal. Esto es así porque en la geometría toro no hay posibilidad de corrimiento de ubicación del núcleo ni tampoco existencia de entrehierro.

En la mayoría de los diseños, debido a la gran variedad de materiales de ferrita existentes en plaza y sobre los cuales no se dispone de catálogos adecuados, es lo más usual la experimentación para obtener sus características. Para ello se mide la inductancia con y sin núcleo, y se obtiene ref de la ecuación anterior.

Puede recurrirse a la siguiente fórmula para estimar la inductancia final que se obtendrá de ubicar el núcleo como se muestra en la figura a una inductancia solenoidal monocapa


efFINAL ~ ref . (DN/D)2 (lN/l)1/3

Blindaje a inductores solenoidales monocapa
Cuando se incorpora un blindaje a una inductancia con o sin ferrita, aparecerán unas segundas pérdidas por Foucault debido a las corrientes indeseables que circularán por el cuerpo de este blindaje —eléctricamente equivale esto a otra resistencia en paralelo a la anterior.

Para el caso que estamos viendo, es decir solenoidales monocapa con o sin núcleo, la inductancia total final estará dada por
LFINALtotal = F . LFINAL = F . ref . L

Para adoptar el espesor del blindaje conviene tener presente la frecuencia de trabajo y, por consiguiente, la penetración  que tiene la radiación electromagnética externa en el mismo. Para encontrar este valor razonamos del modo que sigue. Suponemos que el frente de onda posee la forma polarizada de su campo eléctrico
Eyen = Epico e j (t - x)

y teniendo en cuenta dos de las ecuaciones de Maxwell en el vacío (~ aire)
 X H =  E +  E / t

 X E = -  H / t


obtenemos
- Hzsal / x =  Eysal +  Eysal / t

Eysal / x = -  Hzsal / t


y por consiguiente
 ( Hzsal / x ) / t = -  Eysal / t +  2Eysal / t2 = - -12Eysal / x2

2Eysal / x2 - 2Eysal = 0


siendo
 = [  ( j  -  ) ]1/2 ~ ( j  )1/2 = ( 1 + j ) (  / 2)1/2

 = conductividad

 = 0r = permeabilidad magnética (del aire X la relativa del material al aire)

 = 0r = impermeabilidad eléctrica (del aire X la relativa del material al aire)


determínase la siguiente ecuación que satisface a la onda
Eysal = Eysalpico(0) e -x = Eyenpico(0) e -x = Eyenpico(0) e x(/2)1/2 e jx(/2)1/2

Seguidamente, sin tener en cuenta la fase introducida
0Eysalx = Eyenpico(0) / 

01/Eysalx ~ 0,63 Eyenpico(0) / 


y como el 63 % es un porcentaje razonable, se suele definir la penetración  como esta magnitud (recuérdese que al 98 % son ~ 3) donde se supone concentrada la energía interferente
 = ( 2 /  )1/2
siendo valores típicos para el cobre y el aluminio
Cu = 6600 ( f )1/2

Al = 8300 ( f )1/2


Diseño
Sean los datos
f = ... (o mejor el valor mínimo de trabajo)

LFINALtotal = ... LFINAL = ... l = ... D = ...


por consiguiente del ábaco
DB = (DB/D) . D = ...
y si se adopta, por ejemplo aluminio, obtenemos el espesor mínimo necesario
e = ... > 8300 / ( f )1/2

Choques de radiofrecuencia
Los inductores así diseñados ofrecen una gran reactancia inductiva con respecto al resto del circuito. Suelen también fabricarse como sintonías aprovechando la propia capacitancia distribuida, aunque actualmente se ha dejado de implementar esta postura. En las figuras siguientes se muestran estos tres posibles efectos.

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